添加两个标准的1%公差电阻器，就可把电流吸收器的精度提高至少两个数量级。而且还可以补偿由电流增益较低的传输晶体管的基极电流引入的误差。为此，应测量晶体管的基极电流，并向源极参考电压添加一个成比例增减的误差项。在设计电流吸收器时，可使用MOSFET作为吸收器的传输晶体管，这是因为它的功率增益几乎无限，并且栅极电流很低。但是，高功率MOSFET带来很高的输入和输出电容，它们降低了吸收器的高频输出阻抗。
作为替代品，电流增益较低的双极功率晶体管的输出电容比额定功率相当的MOSFET低得多。图1的设计是针对某种基于双极晶体管的电流吸收器，但它遇到了由于Q1的基极电流流入电流测量电阻器R1而引起的精度误差。基极电流随Q1的集电极电流和电流增益的变化而变化，而后二者的变化又取决于 Q1 的生产公差、结温、集电极-发射极电压。
可使用达林顿晶体管来增加电路的电流增益并降低输出误差，但只有很少几种达林顿晶体管能提供良好的高频参数。Superbeta功率晶体管很少见，一般具有更低的单位增益带宽频率，并且较昂贵。换句话说，尽管双极晶体管在高频时呈现的输出阻抗较高，来自其基极电流的误差也会使它成为高精度电流吸收器的糟糕选择。可通过测量输出晶体管的集电极电流和引入校正因数来补偿基极电流误差，但这种方法增加了电路复杂度，并降低了吸收器的输出阻抗。
图2显示了一种更好的方法，它添加了差分放大器IC2以及电阻器R6 ~ R9，以便通过对R2上的电压采样来测量Q1的基极电流。电阻器R4和R5 对误差以及施加到差分放大器IC1的参考电压进行标定和求和。由于IC1 的逆变输入连接到分流电阻器R1的上端，未连接到地，因此参考电压VREF确定了施加到Q1的误差电压，从而保持了输出比例，并能计算输出电流，即VREF/R1。结果，R1两端的调整电压代表了预期输出电流与晶体管的基极电流之和。由于晶体管内在地“减去了”它的基极电流，因此它的集电极电流以及输出电流就不会有基极电流误差。
通过组合IC1和IC2，就可以简化电路并保持它的误差校正属性。更好的是，可向图1添加两个电阻器来达到相同效果。图3展示了最终电路。为了理解电路的工作原理，可把它当作稳压器，提供的电压等于R1两端的VREF。如果把基极电阻器R2短路，则请注意：电阻器R5和R6引入的共模误差抵消了，因而不影响Q1的基极电压。通过R5和R4把电压降送回IC1的输入端时，R2两端的电压降（代表了Q1的基极电流）按照R5/R4之比增加R1两端的调整电压。如果R5/R4之比等于R2/R1之比，则R1两端的电压包含了一个误差项，它有效地抵消了基极电流。如果R3=R4且R5=R6，则以下公式描述了输出电流IOUT：
由于基极电流IB以相反符号出现了两次并且抵消，因此公式简化为：IOUT=(VREF/R1)。
为了优化电路性能，应使用以下电阻器比例：R2/R1=R5/R4、R5=R6、R3=R4、R5>>R4、R3>>R1。如果在图3的电路中使用标准的1%公差电阻器，就可把来自Q1基极电流的误差减小到它的未补偿水平的大约1%。如果没有补偿，则位于Q1的典型电流增益为25的低增益功率晶体管就会引入4%的满刻度电流误差。电路把误差校正到0.04%，并把Q1的电流增益提高到2500有效电流增益。完美的匹配将使基极电流误差小到无法测量。请注意：IC1的输入共模电压范围必须包含负电源电压轨。IC1两个输入端的相等电阻可平衡运算放大器的输入偏置电流。最低电源电压取决于IC1的最大电流供应能力以及Q1的基极-发射极结、R1和R2两端的最坏情形电压降之和。电路的最高输出电流取决于Q1的最坏情形下最小电流增益乘以IC1的最坏情形下最低输出电流。
为了确保稳定的工作，应把单位增益稳定的运算放大器作为IC1。当电路在其正常电流范围内工作时，响应时间明显比Q1长的运算放大器一般不要求安装补偿电容器CCOMP。但是，一个数十皮法的小电容器可保证所有条件下的稳定性，例如当电路的输出电流和R1两端的反馈电压接近零时。
如果使用达林顿晶体管作为Q1，则由于它的较高电流增益进一步改善了电路的工作，因此图3中的电路会工作得同样好。如果使用两个分立双极晶体管，则可在输出晶体管的基极和发射极之间连接一个电阻器，来消除其多余的基极电荷，由此改善复合达林顿晶体管的关断时间（图4）。
可使用固定式或可调式参考电压源，但为了达到可能的最小误差，参考源的输出阻抗应相当低，以便吸收来自R4的反馈电流。还可按比例增加电阻器R3 ~ R6的阻值，来减少参考源吸收的电流量。向一个已经很简单的电路仅仅添加两个电阻器，实现的效果却令人惊讶。
