导航: 在处理来自模拟传感器的信号时，经常遇到通信信道或传感器衰减强度大幅变化的情况。或者会遇到另外一些情况，如监控系统中的多个相同传感器返回的信号中，频谱结构和动态范围大体相似，而最大波幅却相差甚多。某些情况下，这类变动是可以预测的，能对预处理放大器的增益作相应调整。但更多时候会遇到不可预知的信号，因而会因为非重复性事件而丢失数据。此时，可以使用带AGC（自动增益控制）的自适应前置放大器，防止出现测量信道的饱和与数据丢失。
AGC预处理可以抑制检测信号的绝对振幅，同时保留每个频谱成份中相对振幅的最佳可能分辨力。本文的电路提供了一种相对简单而有效实现预通道AGC的方法。电路使用了一个短路双极晶体管直接进行低电平信号控制的方法。图1中，可变分压器由一个固定电阻R1和一个可变电阻构成，控制信号的交流振幅。可变电阻包含双极晶体管Q1的微分电阻，Q1为基极-集电极短路方式。为改变Q1电阻，可从一个由电压源VREG和大阻值电阻R2组成的电流源直接向短路晶体管注入电流。为防止R2影响电路的 交流电压传输特性，R2的阻值必须远大于R1。
对正电流I的所有可用值（一般都小于晶体管的最大额定射极电流IE），晶体管Q1的集电极-发射极饱和电压小于它的基极-发射极阈值电压，于是晶体管工作在有效状态。短路晶体管的VI（电压－电流）特性曲线非常类似于PN二极管，符合肖特基方程，除了稍高的直流电压值以外，即器件电压的变化与直流电流变化的对数成正比。
因此，对于VI曲线上所有直流工作点，短路晶体管的微分电阻与流过的直流电流成反比，换句话说，器件的微分传导性直接与电流成正比。由于在其工作状态下，共发射极连接的双极晶体管的电流放大系数一般在100或100以上，在相当大的电流范围内，微分电阻都正确地遵守这一规则。
因此，图1中VREG的变化就会改变电流I，并控制R1-Q1分压比。耦合电容C1和C2将电路的衰减器与输入信号源和输出负载隔离开来。图2为一个典型的小信号双极晶体管的短路VI特性，图中显示，至少可以在五个十倍程范围内控制微分电阻，即控制幅度超过100dB。
图1， 用短路的双极晶体管构成基本的衰减器电路的一部分。
图2，VI特性曲线图显示短路的BC337-16晶体管相应的微分电阻图。（注意：16表示hFE范围分类，100
在实际电路中，R1和R2的最终值会限制控制范围。为保证电路正常运行和信号的THD（总谐波失真）系数k低于5%，输出电压振幅VOUT应只有数毫伏。虽然有这些限制，这个衰减器电路仍然是最好、最简单的AGC电路之一。
图3是完整的电路设计。输入信号VIN驱动缓冲级Q1，它的非旁路发射极电阻R3有四个作用：首先，它将Q1的微分输出电阻提高到接近公式1所示的值：
公式1： 
该电路中的微分输出电阻增加很多，使 R4的阻值（27 kΩ）几乎可以唯一地确定整个输出电阻。其次，由于R3未旁路，使Q1电压增益降低至：
公式2： 
本式可简化为AIC1≈R4 / R3。（注意，DhE 表示行列式（h11E×h22E-h12E×h21E ），本例用它实现理论精度。但是，对于现代硅晶体管，也可以忽略DhE数值，不会影响计算的精度。）第三，如公式2所示，未旁路的R3有助于Q1集电极电流-电压驱动的线性响应。第四，Q1的基极微分输入电阻升至 RdBASE=h11E+h21E×R3，与只有h11E相比，它远远大于Q1的瞬时工作点，并且对其依赖性较低。
图3中，电阻R4构成可变衰减器的固定电阻，类似于图1中的电阻R1， 而Q6构成衰减器可变电阻部分。晶体管Q5为Q6提供集电极驱动电流，Q5的共发射极结构只需要很少的基极电流。采用这种方法时，决定AGC释放时间的电阻R17阻值可以选大些，从而能够有较长的AGC释放时间。电阻R19用于限制通过Q5和Q6的最大直流控制电流。
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; 图3， 这个 AGC 电路完全可以用分立元件装配而成。
当把大的C3值与Q6的最小微分电阻作比较时，即最大信号波幅在完全控制下，其电抗对最低频率信号频谱成分而言是可以忽略的。D1与D2构成一个倍压整流器，它从输出级Q4提取信号的一部分，并为Q5生成控制电压。这种构置可以容纳非对称信号波形的两极性的大峰值振幅。电阻R15决定AGC的开始时间。若与C6组合的R15过小，则使反馈传输函数产生极点，导致不稳定。电阻R17决定AGC的释放时间。
为确保对高频信号成分的良好响应，D1和D2可以使用肖特基或快速PN硅二极管。含Q2 和Q3的直流耦合互补级联提供大部分电路电压增益。R14是1kΩ电阻，将发射极输出跟随器Q4与信号输出端隔离开来。必要时，R14可选用更低的电阻，但如果R14过低，则大电容的连接电缆会使Q4进入寄生振荡。
图4是用正弦波信号测量时电路的输入-输出特性。有效的AGC范围为100mV至 100mVrms输入电压，即60dB动态范围。在这个输入范围内，输出电压的变化不超过 2dB，在-20 dB（100mVrms）输入电平时的标称输出电平为775 mV rms。输入的0 dB 点任意设定为1mVrms 输入，相当于输出为 803mVrms。正弦输入信号从0至100 mV rms 步长变化时的AGC开始时间约为0.3秒，从100 mV rms 输入至 -20 dB（100mV rms）的AGC释放时间约为100秒。图4中还包括了TDH与输入电压的关系图。在整个输入电压范围内，失真均远优于5%的THD限度。
图4， 本电路的输入-输出特性显示 60 dB 控制范围（上示踪线），以及在控制范围内远低于 5% 的总谐波失真（下示踪线）。
为了测量衰减器的基线输入噪声，要用标称1kΩ源电阻连接输入端。在低输入电压时，输入级Q1的噪声限制了处理信号的可用动态范围。对于低于AGC阈值的输入信号，均方根 噪声电平大约是标称输出的-38 dB。当AGC 有效时，SNR随AGC的降低而成比例地升高。例如，在0dB（1mVrms）输入信号时，SNR增加到约60比1。
如果电路中的无源元件采用图3所示值，则放大器的-3 dB带宽为45 Hz至35kHz。在 9V电源电压下，无信号时的电流损耗约为 12 mA。图 5 显示的是组装的印制电路板照片。
图5， 单面印制电路板适宜用于装配好的 AGC 放大器。