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具有60dB动态范围的AGC放大器
来源:EDN电子设计技术 作者:Julius Foit, Department of Microelectronics, CTU Prague, Czech Republic 2005/11/9 0:00:00 人气:1048
内容导读:

       在处理来自模拟传感器的信号时,经常遇到通信信道或传感器衰减强度大幅变化的情况。或者会遇到另外一些情况,如监控系统中的多个相同传感器返回的信号中,频谱结构和动态范围大体相似,而最大波幅却相差甚多。某些情况下,这类变动是可以预测的,能对预处理放大器的增益作相应调整。但更多时候会遇到不可预知的信号,因而会因为非重复性事件而丢失数据。此时,可以使用带AGC(自动增益控制)的自适应前置放大器,防止出现测量信道的饱和与数据丢失。
  AGC预处理可以抑制检测信号的绝对振幅,同时保留每个频谱成份中相对振幅的最佳可能分辨力。本文的电路提供了一种相对简单而有效实现预通道AGC的方法。电路使用了一个短路双极晶体管直接进行低电平信号控制的方法。图1中,可变分压器由一个固定电阻R1和一个可变电阻构成,控制信号的交流振幅。可变电阻包含双极晶体管Q1的微分电阻,Q1为基极-集电极短路方式。为改变Q1电阻,可从一个由电压源VREG和大阻值电阻R2组成的电流源直接向短路晶体管注入电流。为防止R2影响电路的 交流电压传输特性,R2的阻值必须远大于R1
  对正电流I的所有可用值(一般都小于晶体管的最大额定射极电流IE),晶体管Q1的集电极-发射极饱和电压小于它的基极-发射极阈值电压,于是晶体管工作在有效状态。短路晶体管的VI(电压-电流)特性曲线非常类似于PN二极管,符合肖特基方程,除了稍高的直流电压值以外,即器件电压的变化与直流电流变化的对数成正比。
  因此,对于VI曲线上所有直流工作点,短路晶体管的微分电阻与流过的直流电流成反比,换句话说,器件的微分传导性直接与电流成正比。由于在其工作状态下,共发射极连接的双极晶体管的电流放大系数一般在100或100以上,在相当大的电流范围内,微分电阻都正确地遵守这一规则。
  因此,图1中VREG的变化就会改变电流I,并控制R1-Q1分压比。耦合电容C1和C2将电路的衰减器与输入信号源和输出负载隔离开来。图2为一个典型的小信号双极晶体管的短路VI特性,图中显示,至少可以在五个十倍程范围内控制微分电阻,即控制幅度超过100dB。

                              图1, 用短路的双极晶体管构成基本的衰减器电路的一部分。

图2,VI特性曲线图显示短路的BC337-16晶体管相应的微分电阻图。(注意:16表示hFE范围分类,100  

       在实际电路中,R1和R2的最终值会限制控制范围。为保证电路正常运行和信号的THD(总谐波失真)系数k低于5%,输出电压振幅VOUT应只有数毫伏。虽然有这些限制,这个衰减器电路仍然是最好、最简单的AGC电路之一。
  图3是完整的电路设计。输入信号VIN驱动缓冲级Q1,它的非旁路发射极电阻R3有四个作用:首先,它将Q1的微分输出电阻提高到接近公式1所示的值:
  公式1:


  该电路中的微分输出电阻增加很多,使 R4的阻值(27 kΩ)几乎可以唯一地确定整个输出电阻。其次,由于R3未旁路,使Q1电压增益降低至:
  公式2:


  本式可简化为AIC1≈R4 / R3。(注意,DhE 表示行列式(h11E×h22E-h12E×h21E ),本例用它实现理论精度。但是,对于现代硅晶体管,也可以忽略DhE数值,不会影响计算的精度。)第三,如公式2所示,未旁路的R3有助于Q1集电极电流-电压驱动的线性响应。第四,Q1的基极微分输入电阻升至 RdBASE=h11E+h21E×R3,与只有h11E相比,它远远大于Q1的瞬时工作点,并且对其依赖性较低。
  图3中,电阻R4构成可变衰减器的固定电阻,类似于图1中的电阻R1, 而Q6构成衰减器可变电阻部分。晶体管Q5为Q6提供集电极驱动电流,Q5的共发射极结构只需要很少的基极电流。采用这种方法时,决定AGC释放时间的电阻R17阻值可以选大些,从而能够有较长的AGC释放时间。电阻R19用于限制通过Q5和Q6的最大直流控制电流。

点击看原图

                     

;                    图3, 这个 AGC 电路完全可以用分立元件装配而成。
  当把大的C3值与Q6的最小微分电阻作比较时,即最大信号波幅在完全控制下,其电抗对最低频率信号频谱成分而言是可以忽略的。D1与D2构成一个倍压整流器,它从输出级Q4提取信号的一部分,并为Q5生成控制电压。这种构置可以容纳非对称信号波形的两极性的大峰值振幅。电阻R15决定AGC的开始时间。若与C6组合的R15过小,则使反馈传输函数产生极点,导致不稳定。电阻R17决定AGC的释放时间。
  为确保对高频信号成分的良好响应,D1和D2可以使用肖特基或快速PN硅二极管。含Q2 和Q3的直流耦合互补级联提供大部分电路电压增益。R14是1kΩ电阻,将发射极输出跟随器Q4与信号输出端隔离开来。必要时,R14可选用更低的电阻,但如果R14过低,则大电容的连接电缆会使Q4进入寄生振荡。
  图4是用正弦波信号测量时电路的输入-输出特性。有效的AGC范围为100mV至 100mVrms输入电压,即60dB动态范围。在这个输入范围内,输出电压的变化不超过 2dB,在-20 dB(100mVrms)输入电平时的标称输出电平为775 mV rms。输入的0 dB 点任意设定为1mVrms 输入,相当于输出为 803mVrms。正弦输入信号从0至100 mV rms 步长变化时的AGC开始时间约为0.3秒,从100 mV rms 输入至 -20 dB(100mV rms)的AGC释放时间约为100秒。图4中还包括了TDH与输入电压的关系图。在整个输入电压范围内,失真均远优于5%的THD限度。

图4, 本电路的输入-输出特性显示 60 dB 控制范围(上示踪线),以及在控制范围内远低于 5% 的总谐波失真(下示踪线)。
  为了测量衰减器的基线输入噪声,要用标称1kΩ源电阻连接输入端。在低输入电压时,输入级Q1的噪声限制了处理信号的可用动态范围。对于低于AGC阈值的输入信号,均方根 噪声电平大约是标称输出的-38 dB。当AGC 有效时,SNR随AGC的降低而成比例地升高。例如,在0dB(1mVrms)输入信号时,SNR增加到约60比1。
  如果电路中的无源元件采用图3所示值,则放大器的-3 dB带宽为45 Hz至35kHz。在 9V电源电压下,无信号时的电流损耗约为 12 mA。图 5 显示的是组装的印制电路板照片。

图5, 单面印制电路板适宜用于装配好的 AGC 放大器。

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