用于75～150W分布式电源系统的单段PFC+PWM转换器

引言
---许多消费者的应用、SOHO计算和网络领域中的应用,如无线基站、机顶盒和高端游戏机,经常使用带12V中级总线电压的DPA,并相应使用非隔离本地DC-DC转换。当DPA增加一个功率转换段时,就模块化、效率和可配置性而言,它们是有益的。但是,当负载电压不断降低时,DPA面临新的挑战。在低负载电压和高电流时采用单段DC-DC转换效率极低。EN61000-3-2对输入功率为75W以上的电源提出的关于降低谐波的要求,更增加了系统的复杂性,必须在AC-DC级使用预稳压器PFC。典型的前端功率级包含产生固定的400V总线的升压PFC预稳压器和一个隔离的DC-DC变换器,产生所需的总线电压。合成的电源系统有多个处理段。虽然有人说这样的安排有助于优化各个电源段,但是明显需要更好的系统解决方案。
---NCP1651是安森美半导体的一个新型控制IC,设计用来提供这种解决方案。它把两段前端转换器（PFC预稳压器和AC-DC变换器）并为一段。它使用工作在连续导通模式,或者非连续导通模式（DCM）的反激拓扑结构,并带有平均电流模式控制。图1说明了传统的两段解决方案和NCP1651方案的区别,
---如图1所示,这种新颖的解决方案节约了大量的元件。基于NCP1651的解决方案只要求一个MOSFET、磁元件、输出整流器（低压）和输出电容（低压）。相反,两段解决方案要求两个以上的上述元件,而且至少其中之一要能承受高压。
---就性能而言,工作在CCM的反激拓扑结构导致很低的总谐波失真（THD）和高效率。其他的单段解决方案通常要求工作在DCM模式,导致更高的峰值电流和效率较低。另外,提供的解决方案以固定的开关频率工作,因此设计输入滤波器比其他替代方案更加简单。
---基于NCP1651的解决方案非常适用于功率水平低于200W而输出电压高于12V的应用。为了展示它的功能,对一个在通用线路电压下工作的120W、12V转换器进行了设计和测试。设计工作于CCM模式。一张设计辅助数据表用于计算元件值并产生一张材料汇总表。它可以在http://www.onsemi.com/pub/Collateral/NCP1651_DESIGN-D.XLS的NCP1651产品文件夹中下载。

电路描述和计算
---电路基本参数如下规定。它决定了主要电路元件的特性、变压器尺寸、MOSFET、输出整流器和输出二极管的选择。后面将对其作进一步分析。
---● 最大额定输出功率:Pout max=120W
---● 最小工作线路电压:Vin min=85Vac
---● 最大工作线路电压:Vin max=265Vac
---● 线路频率:fline=47～63Hz
---● 额定开关频率:fsw=100kHz
---● 额定稳定输出电压:
---Vout=12Vdc±10%
---● 系统效率:效率=0.8（预计）
变压器
---在两段方法中,DC-DC级的输入稳压为400V,而单段反馈输入未稳压,随线路电压而变化。因为这个原因,反激拓扑结构会受到高峰值电流的作用,并且需要一个坚固耐用的变压器。
---变压器的设计用安森美半导体的设计辅助工具完成。选择初级电感使输入纹波电流最小。较高的电感值会降低初级峰值电流,但是增大了铜损耗。因此使用800μH的电感值。
---选择正确的匝数比更复杂。一方面,使用大匝数比意味着在MOSFET和输出整流器中可以得到更低的功耗。较大的匝数比对于相同负载可使初级电流更小。因为MOSFET中的功耗和Ip2×RDS（on）成正比,初级电流Ip的少量减小会引起功耗的大大降低。使用较大的匝数比也降低了次级电压并降低截止态时加在升压二极管上的电压应力,因而可选择反向电压额定值VR低的二极管。这很重要,因为VR较低的二极管的正向电压降（VF）较低。因为二极管损耗和IF×VF成正比,所以这有助于降低二极管功耗。
---另一方面,采用小匝数比有几个优点,明显的是变压器的尺寸和成本。第二,匝数比小意味着只有一小部分的输出电压反射回初级。另外,初级泄漏电感会随着匝数比增加而增大,并且提高了MOSFET漏极上的电压振铃幅度。因为功率MOSFET所承受的电压等于整流的输入电压加上反射电压和漏感尖峰,因此建议匝数比应较小。因为相同的原因,要求变压器制造商减小初级泄漏电感也是重要的。
---变压器匝数比的一级近似可以从图2中获得。它根据变压器匝数比表达了功率MOSFET的最大期望漏极-源极电压以及次级电压。
---选择匝数比保持漏极-源极电压在一个合理的水平。较低的VDS可以选择RDS（on）较低的MOSFET,因此导通损耗也更小。图2中所示的期望VDS不包括泄漏电感的贡献。为了保持一定程度的安全余量,建议选择匝数比值所产生的VDS低于500V。本设计采用800V的MOSFET,有300V的余量,并可保持低的RDS（on）。如果MOSFET电压振铃严重,需要缓冲电路保护开关,与此同时降低了效率,因为缓冲电路在吸收电压尖峰时产生热量。
---选择匝数比时也应考虑获得尽可能低的VR。建议选择所产生的VR低于100V的匝数比。
---总之,选择磁元件时需要一些折中,或是优化设计降低MOSFET和输出二极管中的功耗,或是降低MOSFET上的电压和变压器及缓冲电路中的损耗。选择正确的匝数比以充分发挥MOSFET、整流器的功能及它们的电气特性还有大量工作要做。

功率开关
---功率MOSFET选择基于最大漏极-源极电压和最大峰值电流Ipk。VDS由整流输入电压加上反射输出电压及泄漏电感电压决定。

---其中是初级和次级的匝数比,Ip是初级电流,Lp（泄漏）是初级线圈泄漏电感,Cp是初级线圈寄生电容（本例中为1.0nF）,而Coss是MOSFET输出电容（本例中为800pF）。
---最大开关电流和初级线圈峰值电流相同。它是最大[0]线路电流和允许纹波电流的函数。它可以用以下等式近似,或者通过设计辅助工具求得。

---其中Lp是初级线圈电感,而ton是功率MOSFET导通时间。
---最高的峰值电流在低线电压和高负载时发生。图3显示了流过变压器的不同电流。线路电流波形的最小和最大电流分别用基座电流Iped和峰值电流Ipk表示。

输出整流器
---必须选择输出整流器以降低功率损耗并提高效率。要考虑的最重要参数是二极管正向电流IF、正向电压VF和反向电压VR。二极管必须能够维持负载供电所需的高电流,并且能承受高反向电压,这就使元件类型选择（肖特基或超快）非常重要。IF至少要等于平均输出电流,而VR要大于输出电压加上反射到次级的输入电压的和。

---输出整流器中的导通损耗可以用设计辅助工具或以下公式计算。
---Pd=VF×IF×(1-D) 其中
---对于肖特基整流器,导通损耗占总功耗的绝大部分。
---输出电容
---为获得这种水平的输入性能和降低系统成本,要进行的折中之一是输出电压特性。反激转换器没有中间能量存储,所以输出电容有双重功能：线路频率的储能电容和开关频率的纹波的滤波电容。这导致储能电容比通常大的多,以保证纹波电压保持为低,而且在电压降低时能满足保持时间。
---输出电容根据它的电容值、电压和rms电流额定值选择。电容值取决于所需输出电压纹波的水平。它有两个分量,一个为线路频率产生,另一个为开关频率产生。两者都可以用设计辅助工具计算。±5%或以下的输出纹波水平可以接收。也就是,对于这个设计是低于±600mV。电压额定值由电路的输出电压加上输出纹波电压决定。
---和其他反激转换器一样,输出电容受到电路中存在的高开关电流影响。因为电容的ESR,那些高纹波电流不仅给输出增加了一些电压纹波,而且如果选择不当,还会损坏电容。因此,电容的rms电流额定值必须作相应选择。
---在这个设计中使用两个16V、15 000μF大型铝电解电容和两个16V、680μF贴片电容并排放置。这种奇特的组合可以简化电容组。电容的数量可能看似过多,但是这对满足输出纹波电压要求并处理低频高纹波电流（峰值21A）是必须的。通过并联两种类型的电容,不仅降低了ESR,而且rms电流也在两者之间分配。这样的电容ESR使低频电流纹波主要直接通过重负载的15 000μF电容,它的电阻最低,而电流额定值最高。尽管680μF电容的电流额定值较低,但是因为共作负载,所以没有超过它们的最大纹波电流能力。进行电容组合以后,可以获得高线上的2.03Vp-p的120Hz电压纹波。如果获得更低纹波电平,那么可以增加额外的输出电容。

电路原理图
---图4是NCP1651PFC实现的功能原理图。

NCP1651结果
---进行了NCP1651板上的测量,结果汇总在表1中。这些结果比二级解决方案的还好。
---表1表明,在115Vac及以上的输入电压,预计在NCP1651上可以获得良好的效率。效率在低线电压时较低,其中电流增加,会在MOSFET和输出整流器上引起更高功耗。另一方面,非常好的功率因数（PF）和THD性能在所有输入电压范围内都可以观察到。在265Vac上观察到PF和THD性能稍微降低,因为电路在DCM模式和CCM模式之间转换,取决于输入在整流正弦波上的位置。DCM模式发生在过零点附近,而在周期的其余部分保持为CCM模式。
---改变负载并且观察它对效率、功率因数和THD的影响也很有趣。图5至图7显示了结果。
---如图5所示,线路输入电压越高,效率越高。在更高的线路电压,维持负载所需的输入电流更低,而且在各个元件中耗散的功率更低,因此可以得到更高效的电路。效率一般在较高负载时较低,因为线路电流更大,而且MOSFET和输出整流器中的功耗更高。
---如图6所示,功率因数随着输出功率增加而提高。在低功率和高线路电压时（175VAC和265VAC）,电路工作在DCM模式。DCM模式使得功率开关和输出整流器中的di/dt更快和峰值电流更高。线路电压越高而且输出功率越低,则功率开关的导通时间越短。因此功率因数等级也越低。在低输入线路电压时,只要输出功率和失真不是问题,器件就应工作在CCM模式下。选择较高的初级电感会扩展电路运行在CCM模式的范围,而且有助于提高功率因数。
---如图7所示,类似于功率因数,对于低输出功率在高线路电压时THD更高。这还是因为控制器工作在DCM模式,导致了更高的电流纹波。输入电流波形的大纹波更难在EMI滤波器中滤除。相反,在高线路电压高输出功率中,THD水平低得多,因为控制器工作在CCM模式中。使用较大的初级电感有助于维持更长的CCM工作时间。但是,它可能不满足一些设计限制。

趋势图
---展示的工作细节是以120W为中心。表2提供了不同功率水平的每种设计属性预期值。因此也可以推导出效率和成本假设。
---进行以下的假设。Cout的值基于30%的输出电压纹波和20ms的保持时间。因为变压器设计采用迭代的方法,所以它为各种元件的低功耗而进行了优化,并且根据电路电气特性简化了元件选择。
---表2覆盖了较窄的100～200W输出功率范围。因为12V的低输出电压,非常难把这种特殊的拓扑结构用于较高的功率输出。较高的功率水平意味着电路中的峰值电流更高,在各种元件上施加了额外的压力,并且大大增加了功率损耗。在200W,变压器匝数比必须保持低,以便把输出电容电流纹波保持在一个可以控制的水平下。但是,这会在变压器、MOSFET和输出整流器中引起更高的峰值电流。它也增加了升压二极管的反向电压,要求元件的VF更大。
---但是,在较高的输出电压同时保持元件的合理尺寸的条件下,可以获得较高的输出功率。比如,一个200W/24V电路的变压器,初级电感为800μH,匝数比为5,可以得到漏极到源极的电压是495V,MOSFET峰值电流为8.70A,升压二极管反向电压是99V,峰值电流是43.5A,输出电容纹波电流20.82A。这些数字比表2中的更容易控制,而且预计可以得到良好的电路性能。

结论
---如本文中所述,法规和最终应用要求为分布式电源解决方案提出了新的挑战。架构中的变化要满足应用的特定需要,而且市场也在发展中。最大的挑战之一是减少功率转换段,同时保持总的系统效率和性能。本文介绍了单段反激PFC这样一种方案,并且展示了结果,以证明它的有效性。

参考文献
1 NCP1651 Single Stage Power Factor Controller Data Sheet, Rev5, ON Semiconductor, June 2002,
http://www/pub/Collateral/NCP1651-D.PDF
2 90W Universal Input Single Stage PFC Converter AND8124/D Rev4, ON Semiconductor, December
2003, http://www/pub/Collateral/AND8124-D.PDF3 Terry Allinder, An innovative approach to achieving single stage PFC and step-down conversion for distributive systems, Power Electronics Technology Conference Proceedings, November 2003