虽然不是很有趣但却日益成为一条规律：如果您想在日益增多的地区性市场中出售您的产品的话，除成为一名合格的“电源线”公民外您别无选择。幸运的是，功率半导体厂商正在帮助您遵守这条规律。
　　要点
　　全球日益增加的管理实体正在要求进行功率因子管理。
　　功率电平——在这样的功率电平下，功率因子管理成为一种受规章限制的问题——已经就电子设备和照明设备分别下降到75W和26W。
　　采用功率因子校正电路的目的是，无论电源电流的非正弦性质如何，都将迫使来自电源线的输入电流在波形及相位上酷似电源电压。
　　通用电源设计（即那些适应低于100V至高于240V交流输入的设计）的一个期望结果是，功率管理电路与电源无关，且设计者只需考虑那些与预期负载有关的问题。这种功率管理方法通过减少为全球客户群体服务所需的电源种类而能产生相当大的规模经济。类似的优势还能扩展到供应链、制造业与库存管理运作。
　　但这种方法也会带来以下不希望的结果：所获得的电源必须满足各类市场的最严格标准要求。电源标准在过去几十年间得到了长足的发展，而且更重要的是，认识到这项标准价值的管理实体的数量最近也在不断增加。理由很简单：尽管有待验证，但电源的低效使用是导致分配或强制进行基础设施投资的主要原因。低功率因子对电网效率会带来致命的影响，并已引起全世界的高度关注。欧盟率先推出了功率因子标准，但中国的强制性认证 (CCC)、美国国家环保署 (EPA) 的能源星 (Energy Star) 计划以及日本的JIC-C-61000-3-2标准都表明，功率因子 (PF) 指标正在成为一项全球性强制规定。而且，较高的最小功率因子不再只限于大功率设备，更新的标准及规范被运用到仅消耗75W 或26W功率照明设备等电子产品中。

　　兴风作浪
　　为了解电子行业的最新发展趋势是如何提高了人们对PF的关注程度，我们首先应该了解实际功率与视在功率的定义。电路实际功率定义为一个电源周期内瞬时电压与电流乘积的平均值：
　　(公式1)
　　而视在功率则简单地定义为均方根 (rms) 电压与电流的乘积：
　　(公式2)
　　PF则为PR与PA之比，通常用百分比来表示：
　　(公式3)
　　如果电压与电流波形均为正弦波且同相，则实际功率与视在功率相等，从而得到百分之百的PF。当负载为全电阻性，尤其是非电感性发热元件及钨丝灯泡等时即存在这种关系。
　　电抗负载会在其电流与所加电压间引起相移，但由于它们呈现为线性阻抗，因此电流波形仍为正弦波。其PF为：
　　(公式4)
　　其中相移θ直接来自阻抗：
　　(公式5)
　　这里，XL与RL分别为净负载阻抗的电抗性分量与电阻性分量。
　　国际整流器公司 (International Rectifier) 首席执行官Alex Lidow指出，“我们所使用的电力有一半用于驱动，而其中又有大约85% 进入到机电设备或三端双向可控硅开关驱动的交流感应电机中（参考文献1）。这种常见的安排迫使电网提供超出驱动负载所需的电流，从而给电表测量带来麻烦，因为正如公式1所表示的，净电流包括同相分量与正交分量（图1）。故提供给系统的视在功率分解成以下两个分量，即驱动设备工作并抽取IP电流的实际分量与抽取电机电抗性或磁化电流IR的正交分量。因此净电流为：
　　(公式6）
　　由此我们可以重新定义PF：
　　(公式7）

　　在工业设备中，公用事业电力公司可能会分别测量以上两项功率，即用一个标准千瓦时电表来测量实际分量，而用另一个千瓦时电表来测量正交分量。而在这种情况下的计费，会采用计费周期内这两项读数的均方根 (rms) 值。但大多数公用事业电力用户却只有一个电表，这对于电力公司的计费来说相当不公平：供电方显然应该以能量（或功率）单位来计费，但行业却以电流单位来计算配电系统基础设施的容量。假设公式3中的交流电压具有恒定的幅度与参考相位，则常数相消，PF变成（在计费期内一个周期接一个周期地积分得到的）实际电流与视在电流之比——正如电力公司所看到的。以这种观点，PF可测量电力公司能计费的电流容量部分，不利的是，PF的倒数变成了超额建造电网基础设施的要求。这种负载性能与运营成本和投资成本之间的关系将PF抬高到了规章所限定的最高水平。

　　谐波发散
　　正如我们所看到的，最大及最常见的线性电抗性负载多数为电感性负载，其中包括某些类型的电机、汽灯、荧光灯镇流器、电感性加热器及电焊机等。这些负载全都会引起相位延时（图1）。通常的功率因子校正 (PFC) 方法需要增加电容器及相应的熔断与开关装置（图2）。如果这就是全部功率因子管理工作的话，那您不难完成。但不幸的是，实际上整个电子行业都向电网呈现非线性负载，结果，基本电流波形上增加的谐波使问题

变得非常复杂。例如，带有电阻性负载或电流吸收负载的简单全波整流器与电容滤波器等。滤波器在大部分电源线输电周期内提供负载电流，并在这样一个时间间隔内充电，即当输入绝对值超过电容器电压时开始至达到输入峰值时中止（图4）。由于是全波整流，故充电电流的周期性变化拥有频率两倍于电源线频率的基波。更重要的是，电流波形含有较多的奇数谐波，且其数量与幅度随充电间隔的减小而增加。公式3考虑了PF计算中电流波形的谐波成分而拓展成公式8：
　　（公式8）
　　其中I_H为电流波形的谐波成分。

　　极限情况是，随着充电间隔接近迪拉克(Dirac)脉冲δ(t)，谐波级数将无限地展开。请记住，开关模式电源的日益普及与其不断提高的工作频率，给人们带来了可能会在电流频谱中产生一长串大幅度毛刺的忧惧。这种开关行为与功率因素之间的关系，促使人们更多地关心正在不断发展的规范。的确，围绕该主题颁布的几项主要规范，如欧盟的EN61000-3-2与EN60555以及与其相对应的国际标准IEC1000-3-2及IEC555，都对市电供电设备中的输入电流频谱含量（从基波到第40次谐波）进行了限定（参考文献2）。
　　解决信号处理设备中此类问题的传统方法是增加一个低通滤波器（图5）。但随着功率因子标准所规定的功率电平的降低（过去几年已降至低于100W），线性滤波器越来越变得不经济及难以使用。

　　电源IC设计人员利用一些以前在首要位置使问题加重的相同电路拓扑技术解决了这一问题，即以小型IC来快速及有效地开关电源并精确地测量结果。在有源PFC实现中同样重要的是，必须能在开关环境中以开关器件与线性信号处理电路间最小的串扰来完成高质量的模拟信号处理。此外，PFC设计的关键指标还包括净功率调整效率、总谐波失真 (THD)、电磁干扰 (EMI)、功率密度及原材料 (BOM) 成本等（参考文献3）。
　　正如在电子设计中常见到的，如果您能以要求的结果来利用信号，则问题解决起来会容易得多（参考文献4）。在进行PFC功率调整时，问题的简化是基于看到输入电压波形几乎完全将所要求的电流波形转交给系统。一种PFC电路——CRM（临界传导模式），即是这种信号处理方法的典型范例（图6）。其过程是，误差放大器将输出（直流加纹波）与片上直流基准进行比较，而乘法器则按低通滤波后的误差放大器输出来换算未滤波但经过整流的输入电压采样，从而有效地提供一定程度的输出电压调整，并产生电流基准波形。控制电路负责控制旁路开关，上升电感电流来跟随基准波形（图7）。控制周期从旁路开关接通时开始。检测电阻检测并换算旁路电流，其中比较器根据乘法器输出来进行测量。当旁路电流达到基准波形所要求的电平时，比较器将MOSFET关断。串联电感上的次级线圈形成一个电流变压器并给检测器提供信号，而检测器则当电流降至零时将MOSFET接通。

　　其他PFC结构可能采用不同的控制算法，但用从电源线上抽取的电流来取代电压波形，以保留主要目标。连续电流模式 (CCM) PFC保持了等于交流基准信号的平均电流。这种方法可减少输出纹波并将其频率固定，进而简化下游的滤波，但这样做会增加控制环路的复杂性。
　　CRM PFC目前常用于功耗高达100W的设备。CCM PFC是功耗大于200W的设备常见的选择。而在100W～ 200W之间（很多消费类设备其功耗即处于此范围内），电源设计人员必须按最适合其总体系统目标的折衷来选择电路拓扑。在选择用于您的设备的可用PFC方法时，请参考一些将CRM方法称为“过渡模式”以及将CCM称为“平均电流模式 (ACM)”的文献。大多数提供PFC的功率IC厂家，都提供这两种类型，并常常与一系列相关功能进行整合。
　　例如，由意法半导体公司 (STMicroelectronics) 提供的L6561，即是一款适宜从交流86V ~ 265V输入的CRM PFC IC。该IC在其输出上提供400V电压，并能在整个输入电压范围内分别以92.8≤η≤97.3及0.89≤PF≤0.999的效率与功率因子工作。只需增加三个无源元件及一只二极管，您就能将L 6561的失真从其原先的3.7%≤THD≤13.7% 降至2.9%≤THD≤8.1% ，而且还与输入电压无关。
　　这款售价仅为30美分（批量10万片）的PFC IC，在启动时抽取最大90 μA的电流，而在70kHz工作时抽取最大5.5 mA的电流。将ZCD（零电流检测）引脚接地可使IC失去作用，并一般能将静态电流减少至1.4 mA。而当您断开ZCD引脚时，内部启动定时器会重新启动电路。除基本PFC功能外，L6561还能提供过流保护与电阻器可编程过压保护。意法半导体公司可提供采用SO-8或DIP-8封装的L6561。
　　由On Se

miconductor公司提供的NCP1601型双模校正控制器适合中等功率设备使用，如荧光灯镇流器、电视监视器及交流适配器等。该款IC可分别以固定频率DCM（断续传导模式）或频率可变CRM或二者组合工作。其架构允许您以DCM设置开关频率，并提供同步能力。过压与欠压保护阀值分别为额定输出的107% 与8%。该控制器还能提供电阻器可编程过流保护与滞后热保护。
　　采用NCP1601的额定100W设备电路在交流85V输入时效率为93%，在265V输入时效率提升为 96%。在同样的输入电压范围内，PF及THD分别在0.995 ~ 0.901及8.3% ~ 38.9% 之间变化。NCP1601的启动、工作及关机电流分别为40mA、5mA及50mA。On Semiconductor公司提供的NCP1601具有售价为59美分（批量1000片）的SO-8及售价为72美分（批量1000片）的DIP-8两种封装。
　　国际整流器公司(IR) 用专用积分器芯片取代了模拟乘法器与输入检测电路，以减少外部元件数。该积分器在一个时钟周期内工作，可快速从负载或电源线的断开状态复位。IR1150芯片利用依赖线路电压的PWM占空度优势来避免进行输入检测。控制环路采用此衍生的基准波形来设置平均电流。该芯片在靠近电源周期的零交叉处以及在轻负载情况下虽出现稍大一些的失真，但仍能满足EN61000-3-2的要求。不幸的是，截至本文发稿，还没有达到可用的PF、THD及效率指标，但应该在PFC从其初稿转向正式发布时能得到。
　　IR1150可提供欠压、过压、峰值电流及开路保护。PFC在1nF负载时最大消耗22 mA的电流，在休眠模式消耗200mA的电流。该款IC以SO-8封装提供消费及工业级产品，所不同的是工作温度范围。售价为1.05美元（批量1万片）的消费级产品工作温度范围为0℃~70℃，而售价为1.38美元（批量1万片）的工业级产品，工作温度范围为-25℃~+85℃。该PFC IC的工作频率为电阻器可编程的50kHz～200 kHz，与低频工作的器件相比磁性元件的体积更小。
　　少数几家半导体厂商将PFC与调整器集成在一片IC 上。德州仪器公司 (TI) 的UCC2851x系列芯片利用串联PFC及PWM级来遵守IEC1000-3-2标准。PFC级管理前沿调制，而PWM级则负责后沿调制。PFC采用一个ACM控制环路。在该系列的8个型号中，前4个型号的PWM以PFC时钟速率运作PWM，后4个型号则以两倍PFC时钟速率运作PWM 。
　　正如许多PFC一样，UCC2851x系列可提供欠压保护，并且还能选择滞后、过压保护与峰值电流限幅。控制器以额定200 kHz频率工作并抽取6 mA的电流。德州仪器公司将工作温度范围为-40 ℃~+105℃的控制器售价定为1.80美元（批量1000个），并提供SO-20及DIP-20两种封装。
　　另一个PFC加调整器IC的例子是由iWatt公司提供的iW2202，该公司在今年的APEC（应用功率电子会议）上公布了这款芯片。该IC在数字域管理PFC环路，并能在90V ~ 264V交流电压下以90W功率运作并提供大于88.3%的转换效率。基于iW2202的19.5V交流/直流适配器参考设计在该输入电压范围内可提供小于5% 的THD及大于0.98的功率因子。4.62A上的输出纹波为1V量级。
　　售价为1.29美元（批量1000片）的该控制器，在待机模式的功耗小于300 mW 。调整器既不需要二次反馈也不需要外部环路补偿，从而能进一步减少外部元件数。片上特性包括过压、过流及过温保护。iW2202以SO-14封装提供。
　　最近推出的PFC，工作频率已有提高，这是一种很可能还会继续和加速的趋势（如果规定继续扩展至新的地区或对系统/电源接口有新需求的话）。例如，很可能系统级休眠模式功耗将成为正在增加的规定所关心的重点。如果是这种情况，则可能由功率前端IC来负责执行新的规定。

　　参考文献：
　　1、Lidow, Alex, PhD, "Variable speed motion: a key to energy-savings," EOEM Design Expo, March 16, 2005, www.eoemdesignexpo.com.
　　2、Bourgeois, JM, "Circuits for power-factor correction with regards to mains filtering," AN510/0894, STMicroelectronics, 1999.
　　3、"Power factor correction handbook," On Semiconductor, August 2004.
　　4、Black, Harold, "Stabilized Feedback Amplifiers," Bell System Technical Journal, January 1934.