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利用运算放大器实现的混频器
来源:电子系统设计 作者:Robert Schell 2006/5/9 0:00:00 人气:1303
内容导读:
混频器常常用一个二极管桥式电路(diodebridge)或一个Gilbert单元(Gilbertcell)来实现。这两类混频器都使用了一个本地振荡器(LO)来跳转射频(RF)输入的极性。

当LO为正时,RF输入被混频转换为中频(IF)输出时极性不改变。当LO为负时,RF输入转换为IF时极性改变。于是,通过LO“跳转”了RF信号的极性。这种效应相当于以乘以+1或-1(损耗忽略不计)。

混频器还可利用运算放大器来实现(图1)。这种运放混频器采用一种平方波LO来跳转RF输入的极性。U1b、D1、D2、R1和R2构成了一个反相半波整流器,用以反转LO,并只输出D2、R3、R4、R5和U1c形成的反相加法器的正半波。

由于R5和R4的值是R3的两倍,经过反相半波整流的LO幅度加倍与原来的LO相加。因此,这些元件共同构成了一个众所周知的全波整流器1。平方波LO输入在U1c产生一个负直流输出,其幅度等于LO的电平值。

其余的元件,连同U1c和R5一起,形成前述全波整流器的变异体。这个变异体的两个输入和U1a的反相输入相加。RF和LO输入相加,反相并半波整流。二极管D3和D4被U1b等元件构成的整流器反向,故D4只有负值输出。

U1c作为反相加法器,对RF(通过R9)和LO(通过R11)求和并进行反相半波整流(通过R10)。由于R5、R9和R11的值是R10的两倍,经半波整流后和值的幅度增倍,并与原来的RF和LO信号相加。由此得到的波形具有等于LO幅度的正向直流偏置。把这个结果和U1b及U1c产生的负直流电压结合起来,即消除了两项直流,并使波形直流偏置为零。

图2的波形显示,当LO为正时,IF输出和RF信号相同,但只要LO为负,IF输出的极性就被改变。这正符合混频特性。

为避免失真,LO幅度必须大于RF幅度。而且,LO和RF之和的两倍必须小于电源电压以防限幅(clipping)。当然,可用一个简单的10-kΩ电阻来取代并联的R4和R11。混频器电路可用下面的等式来总结:

IF=[RF+LO2×HALF(RF+LO)+FULL(LO)]

当LO>0时,上式变为:

IF=-[RF+LO-2(RF+LO)+LO]=RF

当LO<0时,为:

IF=-(RF+LO-0-LO)=-RF

这里,HALF(RF+LO)表示(RF+LO)的正半波整流,FULL(LO)表示全波整流LO,且LO的幅度比RF的幅度大。因此当LO>0时,IF=RF;LO<0时,IF=-RF。

这种运放混频器可提供好几种优势。它在所有的三端口上都被直流耦合,对某些应用而言,这可是一大优点。桥式二极管混频器在RF和LO端口处都具有变压器,故只有IF是经过直流耦合的。Gilbert-cell混频器一般通过电容进行交流耦合。

其次,桥式二极管混频器需要LO足够大以导通两个二极管。运放混频器却没有这种要求。LO可以很小,只要它大于RF即可。第三,运放混频器没有桥式二极管混频器中的6dB损耗。

此外,运放混频器没有使用变压器,因而它可能适合用硅片实现。最后,它具有高输入阻抗和低输出阻抗,正如大多数运放电路那样。

这种混频器的最大缺陷是速度很慢,只在低频下有用。不过,快速的运算放大器和卓著的构建技术可以扩展频率范围。此外,需采用精密电阻器以获得良好的结果。

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