设计电源时，工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下, 比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时，若选择Rds(on)较小的MOSFET，芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。也就是说，导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时，问题将变得更为棘手。

图1  MOSFET导通和关断时的典型栅电流

图2 MOSFET中的寄生电容

图3 典型MOSFET的栅电荷

图4  基于专用控制器的简单QR转换器

图5 ZVS技术消除米勒效应

MOSFET导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间，流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电;在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分，即进行篿gate(t)dt，则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg 。将其乘以开关频率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均电流。因此，控制器上的总开关功率(击穿损耗不计)为：
Pdrv = Fsw×Qg×Vcc                     (1)
如果使用开关速度为100kHz 的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET，驱动器的功耗即为100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。
MOSFET的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令Ciss = Cgs + Cgd;当栅-源极短路时，令Coss = Cds +  Cgd;Crss = Cgd。
驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt 的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电压)，将会增大电容内的电流：
I=C×dV/dt                                  (2)
因此，向MOSFET施加电压时，将产生输入电流Igate = I1 + I2，如图2所示。在右侧电压节点上利用式(2)，可得到：
I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)                                           (3)
I2=Cgs×d(Vgs/dt)                          (4)
如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs，其漏-源电压Vds 就会下降(即使是呈非线性下降)。因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：
Av=-Vds/Vgs                                 (5)
将式(5)代入式(3)和式(4)中，并分解 dVgs/dt，可得：
I1=Cgd×dVgs/dt×(1-Vds/Vgs)=Cgd×dVgs/dt×(1-Av)                       (6)
在转换(导通或关断)过程中，栅-源极的总等效电容Ceq为：
Igate=(Cgd×(1-Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt                                       (7)
式中(1-Av)这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时，将会产生米勒效应。典型功率MOSFET的栅电荷如图3所示，该图通过用恒定电流对栅极充电并对栅-源电压进行观察而得。根据式(6)，当Ciss突然增大时，电流持续流过。但由于电容急剧增加，而相应的电压升高dVgs却严重受限，因此电压斜率几乎为零，如图3中的平坦区域所示。
图3也显示出降低在转换期间Vds(t)开始下降时的点的位置，有助于减少平坦区域效应。Vds=100V时的平坦区域宽度要比Vds=400V时窄，曲线下方的面积也随之减小。因此，如果能在Vds等于零时将MOSFET导通，即利用ZVS技术，就不会产生米勒效应。
在准谐振模式(QR)中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法, 它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态，只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时，通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管。通过在开关打开处反射的足够的反激电压(N×[Vout+Vf])，即可实现ZVS操作，这通常需要800V(通用范围)的高压MOSFET。基于安森美的NCP1207的QR转换器如图4所示，它可以直接使用高压电源供电。该转换器在ZVS下工作时的栅-源电压和漏极波形如图5所示。
总之，如果需要Qg较大的MOSFET，最好使反激转换器在ZVS下工作，这样可以减少平均驱动电流带来的不利影响。这一技术也广泛应用于谐振转换器中。