为了兼顾线性和效率，3G通信系统的功放设计一般都采用了各种线性化技术来得到线性和效率平衡。前馈和数字预失真是线性功放设计中经常采用的两种方案，与前馈和数字预失真方案相比较，模拟预失真方案的技术难度低，体积小，成本低等优点非常明显。本文介绍了模拟预失真原理、模拟预失真芯片MAX2009和MAX2010，并提供了有益的参考设计经验。
 
    移动通信系统的每一次更迭都带动了相关领域内的技术革命。与一、二代系统相比，3G系统有更大的容量、更好的通信质量、更高的频带利用率，这些特点使得它能为高速和低速移动用户提供话音、数据、会议电视及多媒体等多种业务。但这些出色的性能也对硬件电路系统提出了更高的要求，尤其是发射子系统的功放单元。由于CDMA的射频信号为非恒定包络，因此不同于恒定包络信号，射频功放不能被推到压缩状态，而必须采用功率回退的方法使功放工作于线性状态。回退越多，线性越好，但功放的效率也越低。为了兼顾线性和效率，3G功放的设计一般都采用了各种线性化技术来得到线性和效率平衡。

            图1：功放的非线性对增益传输曲线造成的压缩

    前馈和数字预失真是线性功放设计中经常采用的两种方案，经过多年的研究发展，这两个方案都能得到很好的线性改善，但其技术难度高，成本昂贵，需要许多外围元器件，功放的体积一般也很庞大。模拟预失真方案较前馈和数字预失真方案来说，虽然其线性改善程度无法达到相同的水平，但也有相当好的表现。而模拟预失真方案的技术难度低，体积小，成本低等优点是非常明显的。

    图1描述了功放的非线性对增益传输曲线造成的压缩。模拟预失真则产生一个与之相反的失真来抵消功放的失真，如果两种失真的传输函数能够完全反向一致，则最后得到的是一个线性的幅度传输函数。对相位的处理也一样，模拟预失真产生一个与功放自身传输函数相反的传输函数，来抵消功放的相位失真，最后得到线性的相位传输函数。

    需注意的是，随着功放输入功率的增加，相位的压缩一般都较幅度的压缩提前发生，这一点在模拟预失真功放设计时很重要。
 MAX2009和MAX2010是美信公司推出的射频模拟预失真芯片。其中MAX2009工作于1,200MHz~2,500MHz频段，而MAX2010工作于400MHz～1,100MHz频段。

    MAX2009和MAX2010芯片内包含了一个独立的增益调节通道和一个独立的相位调节通道。功放设计工程师可根据具体需要，仅采用其中的一个通道或两个通道级联使用。增益和相位通道都包含两个重要的调整参数break point和slope，分别用来调整增益和相位传输函数曲线的转折点和斜率。只需要利用电位器来改变相应管脚的偏置电压，即可实现对这两个参数的调节。

                       图2：MAX2009的典型应用电路

    其中MAX2009的相位扩展可到24度，增益扩展可达到7dB；MAX2010的相位扩展可达21度，增益扩展可达6dB。这两款芯片的工作电压均为5V，都具有良好的带内增益、相位平坦度和群时延指标，同时其功耗仅为75毫瓦，体积仅为7.5*7.5毫米。

    由此可见，MAX2009和MAX2010非常适合WCDMA、CDMA2000、GSM/EDGE和WLAN等无线移动通信系统对射频线性功放的要求。一般来说，只需将其插入到功放输入级和驱动级之间，并精心调测，IM3和ACPR均可得到改善。图2为MAX2009的典型应用电路。根据美信与摩托罗拉公司的联合研究结果，利用MAX2009配合摩托罗拉公司的LDMOS驱动级和末级功放管，组成适用于3G基站的AB类功放，其结果是IM3的改善达到了5.7dB，ACPR改善了4dB，或是在相同IM3的情况下，功放的效率提升了5.5%。

    由于模拟预失真芯片是通过对增益和相位传输函数曲线的扩展，来抵消功放自身对增益和相位的压缩，因此对于功放自身增益和相位压缩曲线上的每一个点，都只能有一个唯一的扩展点与其相对应。但不幸的是，所有的半导体器件在不同的环境温度下工作时，其性能参数都将产生一定的变化。特别是功率管，更尤其是3G线性功放内的功率管，由于其效率低，因此大部分的能量都转化成了热，这必然造成功率管的性能参数发生变化。虽然整个功放的温度升高需要几分钟的时间，而且会进入稳定状态，似乎影响不大，但功率管自身封装的温升只需要秒级时间，而功率管内部晶体沟道的温升只需要毫秒级的时间。因此如果信号包络变化非常迅速，例如WCDMA信号，则功率管的晶体沟道特性参数将不再是恒定的常数，而是随着信号的包络而变化，这就产生了记忆效应，或者说当从压缩曲线上某点向上或向下变化时，功放的特性表现是不同的，因为当从峰值向下变化时，晶体沟道的温度更高。对CDMA信号来说，这将导致对后继一个或多个数据码片的冲击，意味着数量可观的交调产物和矢量误差EVM。

    记忆效应可用两种方法来观察，最直接的方法就是利用一个平均功率低，具有两个连续尖峰且峰值功率相同的CDMA信号作为测试信号，如果功放输出的信号检波后呈现两个不同幅度的尖峰，则表明存在记忆效应，如图3所示。

               图3：记忆效应的直接观察方法

    另一个更实用的方法就是观察功放输出信号的频谱，如果交调边带不对等，则表明存在记忆效应。 一个无记忆的模拟预失真电路只能改善无记忆失真，因此必须设法将功放的记忆效应尽可能的减少。具体的方法有多种，但设计者应根据实际情况综合考虑。虽然降低LDMOS晶体沟道的温度比较困难，但对有源器件包括驱动级进行降温处理还是会有所帮助。

    合理的电路设计也能降低记忆效应，电源电路应充分考虑对调制带宽内频率的去耦，以避免载波调制造成的电压起伏。

    当采用最大增益优化时，功率管输入偏置匹配一般优化于高阻抗，这将导致非线性的栅电容的影响达到最大。轻微的失谐匹配网络虽降低了零点几分贝的增益，但可显著改善记忆效应。经验表明如果对功放进行优化，使其在比信号带宽大得多的带宽内保持平坦的传输特性，则记忆效应就可降低。

    当采用市场上的商业功放对MAX2009进行测试时，很难对功放内的偏置电路进行改动，这时可让功放工作于非优化的频率或尝试功放工作带宽内的其他频率。如果对于不同的频率，交调边带的形状不同，则表明由于不合理的电路设计造成了记忆效应。如果IM的改善程度随不同的频率而不同，则表明匹配电路的设计不理想，还有很大的改进余地。

    最后，驱动末级功率管的驱动级的输出阻抗也会带来一定的影响。如果采用了商业级的驱动放大器评估电路板，这些评估板一般设计为在50欧姆负载的情况下达到最高增益和效率。但其输出阻抗在所期望频率下一般都不为纯50欧姆。最好用网络分析仪测试实际的输出阻抗并采用并联电容或电感的方法，重新匹配，将输出阻抗的电抗分量优化至最小，在某些情况下，这可提高IM改善程度。虽然这是完全基于经验的方法，但由于在大部分情况下，功放最末级的输入阻抗很难确定，因为真实条件下，网络分析仪测试所需要的输入功率太高，因此这种方法仍具有一定的实用性。