2.1 共模抑制

    仪表放大器将两个信号的差值放大。典型的差模信号来自传感器件,诸如电阻桥或热电偶。图1示出了仪表放大器的典型应用,来自电阻桥的差模电压被AD620（低功耗,低成本,集成仪表放大器）放大。在热电偶和电阻桥的应用中,差模电压总是相当小（几毫伏到十几毫伏）。而两个输入端输入的同极性、同幅值的电压约为2.5V,还有对测量无用的共模分量,所以理想的仪表放大器应该放大输入端两信号的差值,任何共模分量都必须被抑制。事实上,抑制共模分量是使用仪表放大器的唯一原因。实践中,仪表放大器从没有彻底抑制掉共模信号,输出端总会有一些残余成份。

    共模抑制比（CMRR）是用来衡量共模信号被放大器抑制程度的一个综合指标,它由下式定义

图1 在一个典型的仪表放大器的应用中,输入共模电压由来自桥的直流偏压（V_S/2）和输入线中检拾的任何共模噪声组成。共模电压的一部分总会出现在仪表放大器的输出端。

虽然直流失调电压可以通过微调和校准轻易除去,而输出端的交流误差却很麻烦。例如,如果输入回路从输电干线检拾到50Hz或60Hz的干扰,那么输出端的交流电压会降低整个应用的分辨度。滤除干扰代价很昂贵,并且仅在对速度要求不高的应用中才可行。显然,整个频率范围内的高共模抑制有助于减小外部共模干扰的影响。

    所以,实践中在整个频率范围内来讨论CMRR比讨论它在直流时的情况要有意义得多。集成仪表放大器数据手册列出了在50Hz/60Hz时的CMRR,图解部分给出CMRR随频率变化的曲线（见图2）。

图2 单电源AD623的CMRR,100Hz以前很平坦,之后开始下降。从图看出当编程增益增加时,CMRR也随之增加。

    现在考察仪表放大器的不同结构,结构的选择和无源元件的精确度会影响交直流的CMRR。

    图3是一个基本二运放仪表放大器的电路图,差模增益可由式（2）给出

 （2）

这里R₁=R₄,R₂=R₃,如果R₁=10kΩ,R₂=1kΩ,差模增益为11,从式（2）可知,根本不可能使编程增益为1。

3.1.1 二运放仪表放大器的共模增益

图3 二运放仪表放大器的输入共模范围随差模增益降低        而降低（不可能得到单位增益）。电阻的不匹配决定直流和低频时的CMRR,而高频CMRR取决于通过A1的V_in- 的相移。

    图4说明在环境温度下电阻失配的实践结果。图3中,电路CMRR的测量(增益为11)用到4个电阻,其失配约为0.1%(R₁=9999.5Ω,R₂=999.76Ω,R₃=1000.2Ω,R₄=9997.7Ω)。直流CMRR的值约为84dB（理论值为85dB）,当频率增加时,CMRR迅速下降。图4同时给出了电网干扰的输出电压的示波器波形。180Hz时200mV(峰-峰)谐波引起的输出电压约为800m V。由上述设定,一个输入范围为0～2.5V的12位数据采集系统的1sb权重为610mV。

    A₁同相端的V_in- 信号经A1后产生的相移或延时将导致V_in- 和A₁的输出信号间出现向量误差,引起整个频率范围内CMRR的降低。为保证一定的CMRR,V_in- 和A₁输出端的共模信号应有相同的相位和幅度,这只有在A₁没有延时时才可能做到。选择一个匹配的高速双运放可以扩展频率范围,从而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速运放会检拾外部高频干扰。另一个解决方法是在A1的反相输入端和地端之间接一个微调电容,缺点是必须手动微调。

     所以图4的CMRR（在频率范围内）受两个截然不同的参数的影响。在低频时,CMRR与编程增益电阻的失配直接关联,高频时,运放的差模闭环增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二运放仪表放大器的共模范围

    二运放仪表放大器的输入共模范围受编程增益的影响。图3中,A1工作在闭环增益为1.1时,输入端的任一共模电压都被放大（即输入共模电压经1.1倍放大后出现在A1的输出端）。

    现在讨论仪表放大器可编程增益为1.1时的情况（R₁=1kΩ,R₂=10kΩ,R₃=10kΩ,R₄=1kΩ）。A1的闭环增益为11,因为共模电压会被放大,所以输入共模范围受A1输出摆动幅度的严格限制。在应用中,强制性使用低电压引起的问题特别严重,这种情况下,运用满幅度放大器会增加一些摆动范围以缓解这个问题。

3.2 三运放仪表放大器

图5是三运放仪表放大器的结构,是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂,当R₁=R₂=R₃=R₄时,传输函数可以简化为

 （6）

     R₅和R₆设置为相同值（通常在10～50kΩ）。简单地调节R_G的值,电路的整个增益可由单位值调至任意高的值。

3.2.1 三运放仪表放大器的共模增益

图4 可编程增益的四个电阻间0.1%的失配决定二运放仪表放大器低频时的CMRR。两个运放间闭环增益的差异会导致整个频段CMRR的降低。在180Hz时,200mV的电网谐波会在运放输出端产生800μV的电压。

图5 三运放仪表放大器的结构,R₁,R₂,R₃,R₄之间0.1%的失配会导致最坏情况下CMRR为60dB（增益为1）。漂移失配使CMRR降低加剧。

3.2.3 三运放仪表放大器的共模范围

    三运放仪表放大器的第一级共模增益为单位值,共模电压原封不动的出现在图5中A1,A2的输出端,而差模输入电压（V_diff）降落在增益电阻上,结果电流流过R₅,R₆,这意味着当输入差模电压增加时,A1的电压将高于V_cm,A2的电压将低于V_cm。因此,当增益和（或）输入信号增加时,A1,A2的电压范围也会增加,最终被电源电压的范围所限制。可以知道,共模电压可以达到的范围、差模输入电压、增益这三者之间是互相关联的。例如,增加增益会减小共模范围和输入电压范围,同样,增加共模电压会限制差模输入范围并限制增益可能达到的最大值。如果输入级运放的输出摆动已知,那么就能很好地表示输入范围,共模范围和增益之间的关系,以服务于特殊的三运放仪表放大器。

    工业应用中运用低电源电压时,可用的摆动范围也越来越少。至于二运放仪表放大器,可以用满幅度运放来解决这个问题,三运放仪表放大器中,因为过度的输入电压、共模电压或增益会削减输入级（A1,A2）的输出电压,所以满幅度输出级（A3）在这里根本起不了什么作用。

3.2.4 低共模应用中优化的单电源三运放仪表放大器

    图6是AD623（低耗单电源满幅度仪表放大器）的简图,沿用传统的三运放仪表放大器结构,在用作输入级运放之前,正反相输入电压通过一个PNP管,电压上偏了0.6V。

    要理解电平偏移的重要性,先要考虑仪表放大器工作的通常条件。图7示出了AD623的一个典型应用,仪表放大器放大的信号来自一个J型热电偶,仪表放大器连同A/D转换器共同由+5V单电源供电。此应用中。所测温度范围从－200～+200℃,相应的热电偶的电压范围为－7.890～10.777mV。

图6 AD623采用典型三运放仪表放大器的结构。通过给两个输入端上偏0.6V电压,即使在极低共模电压下也可单电源工作。

图7 AD623的输入级电平偏置非常适用于单电源低共模应用。温度范围为- 200～+200℃,J型热电偶的电压范围从- 7.890～10.777mV。91.9的增益使仪表放大器的输出电压范围为1至3V（即2V±1V）,输出端与单电源供电的AD7776A/D转换器相接。

　

图8 一个集成二运放仪表放大器AD627,也采用V_be电平偏置以便低输入共模电压在单电源下工作。

V_in

REF Pin

Supply Voltage

Resulting max Gain

R_G
tolerance）

Output Swing
w.r.t 0V

+/- 100mV,V_cm=0V

2V

+5 to +15V

12.0

28.7kΩ

0.8 to 3.2V

+/- 50mV,V_cm=0V

2V

+5 to +15V

23.7

10.7kΩ

0.8 to 3.2V

+/- 10mV,V_cm=0V

2V

+5 to +15V

119.9

1.74kΩ

0.8 to 3.2V

V- = 0V,V₊= 0 to 1V

1V

+10 to +15V

7.5

78.7kΩ

1 to 8.5V

V- =0V,V₊=0 to 100mV

1V

+5 to +15V

31

7.87kΩ

1 to 4.1V

V- =0V,V₊= 0 to 10mV

1V

+5 to +15V

259.1

787kΩ

1 to 3.6V

维持低频时的共模抑制,电容器C₃是必需的。R₁、R₂和C₁、C₂构成桥电路,桥电路的输出与仪表放大器的输入相接。C₁,C₂的任何失配都会导致桥电路失衡并减小共模抑制。C₃确保任何RF信号为共模信号（极性幅值相同地出现在仪表放大器的两个输入端）,并且不会差分输入。第二级低通网络（R₁+R₂和C₃）的- 3dB带宽为1/[2π（R₂+R₁）C₃],将C₃=0.047m F代入,此电路－3dB信号带宽约为400Hz。典型的直流偏移（整个频率范围内）小于1.5m V,电路对RF信号的抑制大于71dB。通过减小R₁、R₂至2.2 kΩ,电路的- 3dB信号带宽可以增至900Hz。 除了在仪表放大器之前的电路必须驱动一个抵阻抗负载外,性能与使用4kΩ时相似。

图9的电路可用一个PCB板来建立,元件引线必须尽可能短,电阻R₁,R₂可为1%金属膜电阻,而电容C₁、C₂必须为±5%容差元件,以避免降低电路的共模抑制。推荐用5%银云母片电容或松下公司的±2%PPS膜电容。

图9 通常模式和共模抑制RF干扰的衰减电路