从频率计数与合成到传感器信  号调整等很多应用都需要将 RF 信号转换为数字逻辑电平。在这些情况下,设计者一般采用一个高速电压比较器完成RF到数字信号的转换工作。由于电压比较器具有高增益,它们一般有很好的灵敏度,但也会带来一些问题。高速比较器价格高,很难找到现成的商品,并且易于被快速淘汰。

　　图1中的电路可以为高达180 MHz的频率提供一种有吸引力的方案。设计中的IC是一个74LVCU04极高速CMOS六反相器,可以是采用现成的,也可以从很多来源获得。此外,很多设备中可能已经含有三个未用到的反相器。一个反相器IC_1A作为线性前置放大器工作,构成转换器的输入级。偏置电阻R₃使反相器的输入、输出电压平均在电源电压的一半处[V_O1=V_I1=(V_DD/2)],从而使反相器进入自己的线性区。由于在RF段上,极高速CMOS反相器的交流增益相对较低,(V_O1/ V_I1)≈7,前置放大器后要增加一个增益级。增加的反相器级联方案在低频和直流下,当没有施加RF信号源时稳定性不佳。

　　图1中的电路采用了一种基于施密特触发器和放大器电路的拓扑（IC_1B和IC_1C）,从而解决了这个问题,它包括一个与频率有关的正反馈网络,由R₁、R₂、C_D1和C_D2构成。随着输入频率的不同,网络可表现出两种特性：在高频时,去耦电容器对 C_DC1和C_DC2将反馈电阻器R₁短路,从而抵消了由正反馈网络R₁、R₂与反相器IC_1B的输入电容引起的时间常数。因此,在高频下,三个反相器IC_1A、IC_1B和IC_1C表现为三个级联的高速放大器,可以实现最佳的输入信号带宽。在直流和低频时,耦合电容器对C_D1和C_D2的影响可以忽略不计,而反相器IC_1B、IC_1C与正反馈网络R₁、R₂可以起到一个施密特触发器电路的作用。为了对V_S的输入灵敏度与确保比较器输出的无条件稳定之间做出折衷,要对施密特触发器输入V_O1处的高、低阈值电压V_TH和V_TL做出选择。公式1和公式2分别设定高、低阈值电压：

　　为中和较高频率时灵敏度下降问题,在比较器的输入端增加了一个由 L₁和C₁构成的低Q阻抗匹配网络。由于设计目标是在高至160 MHz获得可接受的灵敏度,因此网络将50Ω的 RF源与运行在150 MHz的IC_1A的输入阻抗Z_I1作匹配。不幸的是,数字IC 的制造商通常不会说明逻辑器件的输入阻抗。因此在设计匹配网络时,首要任务是用Agilent（www.aglent.com）的矢量网络分析仪测量第一个反相器IC_1A输入V_I1的散射参数S₁₁。图2显示了反相器S₁₁参数的史密斯特性图。

　　已知 

  
　　其中Z_C=50Ω,可以用图2中的数据提取第一个反相器在所需频率处的输入阻抗。在150 MHz时,得到 Z_I1= 106.1Ω-j 116.7Ω（在图2的标记4处）。要确定匹配网络中各元件的值,可以用任何一种软件工具（参考文献1与2）。如果你不熟悉史密斯特性图的计算,也可以用下列方法进行分析：

　　1. 用串-并转换公式（公式4和5）,将第一个反相器的输入阻抗转换为并联形式：

　　将这些公式用于150 MHz时,得到：R_P=233Ω,X_P=213Ω。（在150 MHz下,X_P代表输入阻抗,C_P=5 pF_。）

　　2.算出第一个反相器输入阻抗R_P和50Ω RF源之间实现匹配的网络匹配初始值。用公式6和7计算出匹配网络中各元件的值（参考文献3）。

　　将这些公式用于150 MHz,得到L₁≈100 nH,C₁ +CP≈8.7 pF_。

　　3. 从式7中减去反相器的输入电容C_P =5 pF,计算出C₁的值：

　　搭建电路时,使用最接近于计算值的标准元件：L₁=100 nH,C₁=3.6 pF。如图3中输入频率与灵敏度的关系曲线所示,100 MHz ~ 170 MHz频率时电路的灵敏度增加,这清楚地证明了阻抗匹配网络的有效性。可以在选定频率下将这种方法用于其它感兴趣的任何频率段,实现电路灵敏度的优化。在10 MHz~180 MHz输入信号范围内,RF至数字逻辑转换器的功耗变化不大。最差条件下,3.3V供电电压下消耗的电流不超过58 mA。

参考文献
1. Smith tool, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
2. Ansoft Designer: Student Version, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
3. Bowick, Chris, RF Circuit Design, HW Sams & Co, Indianapolis, IN, 1988.